单稳态电路可以使用分立元件或数字逻辑门轻松制造，但单稳态电路也可以使用运算放大器构建。

运算放大器单稳态多谐振荡器（单发多谐振荡器）电路是仅具有一个稳定状态的正反馈（或再生）开关电路，产生指定持续时间T的输出脉冲。

施加外部触发信号以改变状态，并在设置的时间段（以微秒，毫秒或秒为单位）之后，该时间段由RC组件确定，然后，单稳态电路返回到其原始稳定状态。

保持到下一个触发输入信号到达为止。

基本单稳态多谐振荡器框图如下：运算放大器单稳态框图上面的框图显示，通过在开关电路两端增加一个外部电阻器（R）和电容器（C），可以构成单稳态多谐振荡器。

开关电路可以使用晶体管，数字逻辑门或通用运算放大器制成。

电阻-电容组合的时间常数τ决定了脉冲的长度T。

在本教程中，我们将使用具有正反馈路径的运算放大器比较器电路来构建单稳态多谐振荡器电路。

由于反馈为正，因此电路是可再生的，也就是说，它会增加差分输入信号。

运算放大器单稳态电路首先，让我们考虑如图所示的反相放大器电路。

在这种反相运算放大器配置中，一些输出信号（称为反馈分数）通过电阻网络反馈到运算放大器的反相输入。

因此，在这种基本的反相配置中，反馈分数在反馈给反相输入时为负。

输出和反相输入端子之间的这种负反馈配置迫使差分输入电压趋于零。

这种负反馈的结果是运算放大器会产生一个放大的输出信号，该输出信号与输入信号异相180 o。

因此，从输出反馈的反相端子电压-V的增加会导致输出电压V O的降低产生在其线性区域内工作的平衡且稳定的放大器。

现在考虑相同的运算放大器电路，其中运算放大器的反相和同相输入已互换。

也就是说，反馈信号被反馈到同相输入，现在反馈过程为正，从而产生具有内置磁滞的基本运算放大器比较器电路。

运算放大器单稳态多谐振荡器电路围绕配置为闭环施密特触发器电路的运算放大器构建，该电路使用电阻器R1和R2提供的正反馈来产生所需的磁滞。

正反馈的使用意味着反馈是可再生的，并提供所需的状态相关性，这实际上将运算放大器更改为双稳态存储设备。

考虑下面的基本运算放大器电压比较器电路。

运算放大器施密特比较器电阻网络连接在运算放大器的输出与同相（+）输入之间。

当Vout朝着正电源轨（+ Vcc）饱和时，相对于地的正电压将施加到运算放大器的同相输入。

同样，当Vout朝负电源轨（-Vcc）饱和时，相对于地的负电压会施加到运算放大器的同相输入端。

由于两个电阻器以分压器网络的形式跨接在输出端，因此，在同相输入端出现的电压V B将取决于两个电阻器的比率所反馈的输出电压的比例。

该反馈分数β表示为：请注意，我们可以通过用电位计替换电阻器R 1和R 2来使β的值可变，在该电位计中，电位计抽头直接连接到运算放大器的同相输入，从而允许我们改变反馈分数。

由于滞后量与反馈分数的量直接相关，因此最好避免构建具有很小滞后量（小β）的施密特触发器运算放大器（再生比较器），因为这可能会导致运算放大器切换时在上下点之间振荡。

如果现在在输出和反相（-）输入之间的施密特触发器上放置一个反馈网络，我们可以控制施密特运算放大器改变状态所花费的时间。

这样，运放本身便通过外部RC反馈网络向运放反相输入提供信号，如图所示。

基本运算放大器单稳态电路在初始上电时（即t = 0），输出（V OUT）将向正电源轨（+ Vcc）或向负电源轨（-Vcc）饱和，因为这是允许的唯一两个稳定状态运算放大器。

现在让我们假设输出已经朝着正电源轨+ Vcc摆动。

然后，同相输入端的电压V B将等于+ Vcc *β，其中β是反馈分数。

反相输入保持在0.7伏，即二极管的正向压降D 1，并由二极管钳位至0v（接地），以防止其变为正电位。

因此，V A处的电势远小于V B处的电势，输出保持稳定在+ Vcc。

同时，电容器（C）充电至相同的0.7伏电位，并通过二极管的正向偏置电压降保持在该处。

如果我们向同相输入施加负脉冲，则由于V B现在为负，因此V A处的0.7v电压现在变得大于V B处的电压。

因此，施密特（Schmitt）配置的运算放大器的输出切换状态，并向负电源轨-Vcc饱和。

结果是，V B处的电势现在等于-Vcc *β。

这种暂时的亚稳定状态使电容器通过反馈电阻R从+0.7伏下降到也刚刚切换的饱和输出-Vcc，以相反的方向按指数方向充电。

二极管D 1变为反向偏置，因此无效。

电容器C将在时间常数τ= RC时放电。

一旦V A处的电容器电压达到与V B相同的电位，即-Vcc *β，运算放大器便会切换回其原始的永久稳定状态，而输出又会再次达到+ Vcc饱和。

请注意，一旦计时周期完成且运算放大器的输出变回其稳定状态并向正电源轨饱和，则电容器会尝试以+ Vcc反向充电，但只能充电至0.7v的最大值由二极管给定的正向压降。

我们可以用图形方式显示此效果：运算放大器单稳态波形然后我们可以看到，负向触发输入将把运放单稳态电路切换到其临时不稳定状态。

经过一段延时T之后，电容器C通过反馈电阻R充电，一旦电容器电压达到所需的电势，电路便切换回其正常稳定状态。

输出的矩形脉冲的此延迟时间（T），即不稳定状态时间为：运算放大器单稳态时序周期如果两个运算放大器的反馈电阻器具有相同的值，即：R 1  = R 2，那么上式也可以简化为：显然，电容器需要一段时间才能从-Vcc *β再次充电至V D（0.7v），因此在此期间，第二个负脉冲可能不会启动新的计时周期。

然后，为了确保在施加下一个触发脉冲时运放单稳态电路正确运行，触发脉冲之间的时间间隔（T total）必须大于时序时间T加上触发脉冲所需的时间。

电容器充电，（T充电）。

充电恢复时间为：其中：Vcc是电源电压，V D是二极管的正向压降（通常约为0.6至0.7伏），β是反馈分数。

为了确保运算放大器单稳态电路具有良好的负触发信号，该信号在负向脉冲的上升沿开始计时周期，并且在电路处于稳定状态时也可以停止对电路的任何错误触发，我们可以在输入端添加一个RC差分电路。

微分器电路可用于根据方形或矩形输入波形产生负输出尖峰。

比较器的阈值电压急剧下降到其反馈分数以下，β值将运放单稳态带入其定时周期。

微分器电路是使用电阻器电容器（如所示的RC网络）形成的。

RC微分电路上面的基本微分电路使用另一个电阻器（RC）网络，其输出电压是输入电压相对于时间的导数。

当输入电压从0变为-Vcc时，电容器开始指数充电。

由于电容器电压Vc最初为零，因此微分器输出电压突然从0跳升至-Vcc，从而产生负尖峰，然后随着电容器充电而呈指数衰减。

通常，对于RC微分电路，负尖峰的峰值大约等于触发波形的幅度。

同样，作为一般的经验法则，为了使RC微分电路产生良好的尖锐窄尖峰，时间常数（  τ  ）应至少比输入脉冲宽度小十倍。

因此，例如，如果输入脉冲宽度为10 ms，则5RC时间常数应小于1 ms（10％）。

使用微分器电路的优势在于，任何恒定的直流电压或缓慢变化的信号都将被阻塞，从而仅允许快速变化的触发脉冲来启动单稳态时序周期。

二极管D确保到达运算放大器同相输入的触发脉冲始终为负。

将RC差分电路添加到基本运算放大器单稳态中可以得到：运算放大器单稳态电路运算放大器单稳态示例1一个运算放大器的单稳态电路是使用以下部件构成。

R1 =30kΩ，R2 =30kΩ，R =150kΩ和C = 1.0uF。

如果运放由±12V电源提供单稳态，并且定时周期以10ms脉冲启动。

计算电路定时周期，电容器恢复时间，触发脉冲之间的总时间以及微分器网络值。

绘制完成的电路。

给出的数据为：R1 = R2 =30kΩ，R =150kΩ，C = 1.0uF，脉冲宽度等于十毫秒（10ms）。

1.时间周期T：2.电容器恢复时间：3.触发脉冲之间的总时间：4.输入脉冲为10ms，因此负尖峰持续时间为1ms（10％）。

如果我们假设电容值为0.1uF，则微分器RC值的计算公式为：对于我们的示例，这给出了最终的运算放大器单稳态电路：最终运算放大器单稳态电路我们在本教程中已经看到，可以使用通用运算放大器（例如741）和一些其他组件来构建运算放大器单稳态电路。

虽然使用分立元件，数字逻辑门或通用555 IC芯片构造单稳态（单次）电路可能会更容易，但有时需要使用运放构建模拟电路的单稳态电路。

通过将运算放大器配置为具有正反馈的施密特触发器，输出脉冲的持续时间取决于RC定时电路的时间常数，也取决于提供正反馈的电阻分压器网络的比率值这有助于使电路不稳定。

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